张 绪, 张红娟, 靳宝全, 高 妍
(太原理工大学 a.电气与动力工程学院, b.新型传感器与智能控制教育部和山西省重点实验室,山西 太原 030024)
随着科技的发展,人们将电能的传输方式聚焦在无线电能传输领域[1]。无线电能传输技术(Wireless Power Transfer)是利用磁场、电场等作为中间传播介质[2],使电能在不接触的情况下从一端输送到另一端的传输方式[3]。在近场式无线电能传输方式中,磁耦合谐振式因其传输功率大、效率高、距离远而受到人们的青睐[4-6]。对于磁耦合谐振式无线电能传输系统来说,传输线圈偏移、负载变化、电路参数变动等[7],都会使系统的谐振频率点发生改变,导致系统工作在失谐状态,传输效率大幅度下降[8]。因此,针对调谐控制的研究具有重要的现实意义[9]。
目前调谐控制方式主要有动态补偿调谐控制和频率跟踪控制。文献[10]采用调整电容阵列的动态补偿调谐控制,具有响应速度快的优点,但调谐范围有限,受到电容串并联数量的影响,只能对系统进行离散化的调节;文献[11]通过使用锁相环芯片来进行频率跟踪,但是在高频范围内其抗噪性能差、可靠性低。为解决系统因各种因素产生失谐的情况,本文通过对电压和电流相位角的监测,设计了一种基于STM32频率跟踪控制的无线电能传输系统,根据相位差与频率的关系,对系统频率直接进行实时连续的调节,使系统稳定地完成频率跟踪。
1.1 磁耦合谐振式无线电能传输系统拓扑结构
磁耦合谐振式无线电能传输系统主要有4种基本拓扑结构,分别为串-串型(SS)、串-并型(SP)、并-串型(PS)和并-并型(PP)。SS拓扑结构具有结构简单、传输效率高等优点[12],因此本文选用SS拓扑结构。图1为磁耦合谐振式无线电能传输系统的主电路示意,主要由直流电源Uin、高频逆变单元、耦合单元、整流单元以及负载RL组成。图1中:Q1～Q4为4个电力场效应MOSFET管,共同组成单相全桥逆变电路,M为两个线圈之间的互感;D1～D4为4个肖特基恢复二极管，共同组成全桥整流电路。系统中直流电经过高频逆变单元变为交流电通入耦合单元,变成磁能传输到另一侧;另一侧再将磁能转化为电能,并经过整流滤波供给负载使用。
图1 SS拓扑结构的磁耦合谐振式无线电能传输系统主电路示意
1.2 失谐分析
磁耦合谐振式无线电能传输系统等效电路示意如图2所示。图2中:以高频交流电源UAC替代高频逆变器的输出电压;CP和LP分别为发射端的谐振电容、谐振电感;LS和CS为接收端的谐振电感和谐振电容;RL为等效负载;ILP和ILS分别为发射端电流和接收端电流。
图2 磁耦合谐振式无线电能传输系统等效电路示意
通过分析其发射端和接收端电路可得到以下方程:
(1)
(2)
式中:ω——系统输入交流电的角频率。
联立上述两式可得系统的输入阻抗为
(3)
则系统输入阻抗值为
(4)
根据电路谐振原理可知,当磁耦合谐振式无线电能传输系统处于正常工作状态时,即系统处于谐振状态时,等效电路的阻抗值呈纯阻性,即电压和电流同相位,发射端回路的阻抗值最小,电流最大,此时系统的效率最高。当系统处于非正常工作状态时,即失谐状态下,等效电路的阻抗值不是呈纯阻性,即电压和电流存在一个相位差,发射端回路的阻抗值会变大,电流变小,导致系统效率降低。
由式(3)可知,高频逆变器输出电压与电流之间的相位差φ即系统输入阻抗角,可表示为
(5)
由式(5)可以得到相位差φ与系统工作频率的关系。在其他参数一定的情况下,相位差φ与频率f的曲线如图3所示。
图3 相位差φ与频率f的曲线
由图3可知,相位差φ为0时,系统谐振;在未达到谐振时,随着f的增加,相位差φ逐渐减小;达到谐振后,随着f的增加,相位差φ逐渐增大。
此外,由式(5)可知,相位差φ与负载、线圈互感、电感、频率等因素有关。在实际应用中,这些因素的变化如负载变化,线圈距离、角度、位置变化等,都会导致相位差不为零,使得无线电能传输系统处于失谐状态,导致整个系统的传输效率降低。为了保证系统一直工作在谐振状态,可对其电压、电流和相位差进行监测,实时调整脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)的输出频率。
1.3 频率跟踪控制
通过上述分析可知,无线电能传输系统工作在谐振状态时,逆变器输出电压与发射线圈电流的相位角为零,即同相位。根据这一特征,本文设计了频率跟踪控制系统,其控制过程为:首先通过霍尔电流传感器采集传输线圈的电流i,经过过零比较器得到与电流i频率、相位相同的电压ui;取高端管的驱动脉冲uo(与逆变器输出电压同相位),将ui和uo输入到相位差采集单元,得到两个波形相位差进行频率调节,再经过脉冲发生器产生驱动逻辑脉冲,经过驱动电路放大驱动电力场效应管(MOSFET)。
2.1 无线电能传输系统总体设计
基于频率跟踪的磁耦合谐振式无线电能传输系统如图4所示。系统主要包括高频逆变单元、耦合单元、整流单元、采样单元、比较器单元、有效值单元、中央控制单元、驱动单元、电源模块等。
图4 磁耦合谐振式无线电能传输系统
控制单元的芯片选用STM32F407;电源单元由数字电源提供12 V电压,通过DC/DC转换芯片XRE12/12S产生12 V电压以保证驱动电路的正常工作,再通过XZR05/12和AMS1117分别产生±5 V,3.3 V,5 V的电压给采样单元、有效值单元、比较器单元和中央控制单元供电。
系统上电后,STM32先发射出70 kHz的PWM波,经过驱动电路控制全桥逆变器的4个MOSFET,使得直流电变成70 kHz的交流电(方波);交流电输入到耦合单元中对其基波产生谐振,使得电能转化为磁能并高效地传输到接收端;接收端电能经过全桥整流单元变为直流电再与负载相连。电流采样单元接到发射端,监测发射端电流:一路电流经过有效值模块得到电流的有效值,再经过比较器得到晶体管-晶体管逻辑(Transistor-Transistor Logic,TTL)电平,并将其送给STM32控制系统的关断,防止因电流过大损坏系统;另一路电流信号直接输入到比较器中得到TTL信号,再将TTL信号输入到STM32中与驱动信号(即逆变单元的输出电压)进行比较,得到其相位差,再通过程序进行PWM频率的调节,最终达到电压信号与电流信号同相位,即无线电能传输系统工作在谐振状态。
2.2 驱动电路
对于全桥逆变电路MOSFET的驱动,选用美国IR公司推出的产品IR2110S。该芯片可实现双通道大功率驱动,同时其上管的驱动电压通过外部自举电容提供,减少了驱动电源的数量。本文设计了一个带有栅极电压箝位功能的IR2110S驱动电路,如图5所示。图5中,C3,C4,D1组成了自举电路,在下管Q3导通时,VCC通过D1向自举电容C3和C4充电,使得6脚VS与7脚VB之间形成一个电势差给Q1(G1S1)供电,下管Q3(G3S3)直接由VCC供电;VT1,VT2,VT3,VT4以及周边电阻构成了栅极电压箝位电路,在MOSFET关断时,保证栅极的电位处在低电位,确保驱动电路的稳定性。
图5 IR2110S驱动电路示意
以上管为例,其工作原理为:当12脚HIN输入为高电平时,8脚HO输出高电平,VT2的基极和发射极存在正的电势差,VT2导通,VT1的基极和发射极电压为VT2的CE饱和压降,VT1关断,S1正常导通;当12脚HIN输入为低电平时,8脚HO输出为低电平,VT2的基极和发射极没有电势差,VT2关断,VT1的基极和发射极电压为缓冲电容上的电压,VT1处在导通状态;上管Q1关断时,由米勒效应产生的反向位移电流将从VT1中流过,避免了从栅极驱动电阻流入驱动芯片,减少了驱动信号上的毛刺,保证驱动的稳定性。此外,该驱动电路可在MOSFET关断时将栅极电压稳定在0 V,以提高栅极电压的抗干扰能力。
2.3 控制流程
在程序开始时,先对整个系统进行初始化设置。完成初始化后,系统先发出初始频率为f0的PWM,控制MOSFET的通断,等待中断的到来;当中断事件发生并被程序检测到后,程序进入中断并执行中断服务子程序。在中断服务函数中,用采集回来的电流的有效值与预定值进行比较,如果电流的有效值大于预定值,则对TIME1的刹车部分输出高电平,停止其PWM的输出;如果电流的有效性小于预定值,则判断电流与电压的相位差,通过捕获两次上升沿的时间差来精确计算其相位差的大小。如果电流超前电压,则在当前工作频率的基础上增加频率调节量Δf;如果电流滞后电压,则在当前的工作频率上减小Δf,再以新的工作频率工作。完成频率调节后,系统进入一个空函数并进行循环,直到中断信号出现,再次跳出循环,进行频率调节。通过这样的循环,可以实现对频率的实时调控,保证整个系统工作在谐振状态。
搭建的SS型无线电能传输系统示意如图6所示。对图6所提方案进行实验验证。
图6 无线充电实验系统示意
实验系统主要由以下几部分构成:直流电源,为系统提供能量;主电路,将电能高频化;耦合机构,实现能量传输;副边电路,对接收到的能量进行转变;负载,消耗电能。系统选用IRFP4110作为高频逆变器的功率开关器件,整流电路选用肖特基二极管SR5200。实验系统的主要参数如表1所示。
表1 实验系统主要参数
当发射线圈与接收线圈没有发生偏移时,启动实验系统。在同一输入电压等级下,改变负载的大小,得到负载变化与系统传输效率的关系;再改变输入电压等级,可以得到不同电压等级下负载对效率的影响。实验结果如图7所示。
由图7可知,随着输入电压等级的提高,整体的传输效率得到了提高;在同一电压等级下,负载电阻从0 Ω增加到16 Ω时,效率明显提高,从16 Ω增加到200 Ω时效率逐渐降低。由此可知该系统的最佳负载电阻为16 Ω。
图7 不同电压等级下负载对效率的影响
在设置直流电源为15 V、负载电阻为16.3 Ω(略大于最佳负载电阻)的情况下,对线圈进行偏移。线圈水平偏移50 mm与线圈垂直偏移50 mm的发射线圈电流i与逆变器输出电压u的波形如图8所示。其中,图8(a)和图8(b)为水平偏移50 mm的波形图,图8(c)和图8(d)为垂直偏移50 mm的波形图。
如图8(a)所示,其频率为70 kHz,电压波形与电流波形存在一定的相位差,整个系统工作在失谐状态下,此时的直流电源电流为0.7 A,负载电压为10.92 V,负载功率为7.32 W,传输效率为69.71%;在不改变直流电源电压和线圈水平偏移量的情况下,对系统加入频率跟踪控制,其发射线圈的电流i与逆变器输出电压u如图8(b)所示,其频率变为80 kHz,电流波形与电压波形的相位差变为零,整个系统工作在谐振状态,此时的直流电源电流为1.9 A,负载电压为18.38 V,负载功率为20.73 W,传输效率为72.73%,传输功率提高了13.41 W,传输效率提高了3.02%。如图8(c)所示,在未加入频率跟踪时,系统工作频率为70 kHz,电压和电流存在一定的相位差,系统失谐;在加入频率跟踪后,系统的工作频率自动调节到82.64 kHz,如图8(d)所示,电压和电流的相位差消失,整个系统工作在谐振状态,且传输效率和传输功率均得到了提升。由此可知,该方法可以很好地实现系统的谐振频率跟踪,且频率跟踪后传输功率和传输效率均有提高。
图8 水平和垂直偏移距离为50 mm时频率跟踪前后的波形示意
直流电源设置为15 V,负载电阻设置为16.3 Ω。当偏移距离变化时系统频率跟踪前后的效率曲线如图9所示。
由图9可以看出,将频率跟踪控制应用于无线电能传输系统后,有效提高了系统的整体传输效率。
图9 偏移距离变化时系统频率跟踪前后的效率曲线对比
为解决因无线电能传输系统失谐所带来的传输效率下降的问题,设计了一种基于STM32频率跟踪控制的无线电能传输系统,采用STM32F407作为主控芯片实现了频率跟踪控制,并搭建SS型无线电能传输实验平台进行实验验证。结果表明,当系统参数发生变化导致系统谐振频率发生改变时,该系统可以重新达到新的谐振状态,使得系统的传输效率得到了提高。由此验证了该控制方法的可行性。
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